PWM及高端驅(qū)動電路
本設計中PWM發(fā)生芯片選用了TL494 PWM芯片，其中兩路誤差放大器分別用于前后兩缸引燃與主噴的電流檢測負反饋接口，無需另外增加運放。
高端驅(qū)動器選擇了IR公司的專用浮地驅(qū)動芯片IR2103。需要注意的是IR2103外圍自舉電容和反向二極管的選擇。在IR2103高端部分工作時，既需要保證在開關管關斷過程中自舉電容充電時間足夠短，又應保證在開關管導通過程中電容電壓下降不大，這就要求自舉電容具有合適的電容量且漏電流要小。反向二極管的選擇則要求在高端打開時，其反向漏電流必須足夠小，以維持自舉電容兩端的壓差。
電容器的選擇
為保證高壓開啟部分能提供足夠的能量，需對放電電容的容量進行計算。
電磁閥電流波形，對曲線進行近似積分，估算電磁閥開啟所需電量C約為24mF，考慮一定的余量后，選擇容量為33mF的電容。需要注意這里的放電電容應滿足高壓、高頻、大電流工作條件下的反復充放。經(jīng)過比較后本設計選用了金屬化聚丙烯薄膜電容器。
高端電流檢測電路
本驅(qū)動電路的另一特點是采用了高端電流檢測反饋控制PWM輸出。與恒定PWM占空比控制方式相比，電流閉環(huán)反饋PWM控制可在電池電壓變化的情況下保證電磁閥保持電流的恒定。這一點對于保證噴油量的精確是很必要的。
目前一般的電流反饋控制往往采用在低端設置接地電阻進行電流采樣。這種方式的好處在于結(jié)構(gòu)簡單，成本低。然而卻存在一些問題，如電流檢測時電磁閥續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)，精度較低等。
本驅(qū)動電路采用了高端電流檢測的方法。高端電流檢測的好處在于不僅解決了其電流檢測時續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)的問題而且提供了高端部分的短路保護，此外，測量精度也較高。
但高速電磁閥的開啟電壓高達100V，遠遠超過普通IC的工作電壓。一般來說高端電流檢測芯片往往由于自身工作電壓的限制難以在高壓領域得到應用。因此在應用中需設計搭建外圍電路來實現(xiàn)電流檢測芯片的浮地工作，其電路原理圖如圖3所示。
電流檢測芯片采用了Maxim公司的MAX4172。該器件是差分輸入、電流值輸出的高端電流檢測放大器，輸出電流值與輸入差模值成比例，易轉(zhuǎn)化為對地電壓值。
Z9、R38和Q14組成并聯(lián)穩(wěn)壓器。齊納二極管Z9將IN+、IN-、VCC與GND之間的電壓箝位在10V,電阻R38與三極管Q14則保證齊納二極管Z9的逆向偏置電流保持在一個合適的值。只要在齊納二極管Z9的工作電流范圍內(nèi)，通過調(diào)整R38的大小即可使得該高端電流檢測電路在任意高的電壓下工作。箝位電壓設為10V，以及設置二極管D13和電容C35的目的都是為了保證在低壓保持PWM階段使整個電流檢測電路供電電壓的穩(wěn)定。三極管Q13和電阻R39將輸出電流值轉(zhuǎn)換成對地的電壓值，該電壓值被反饋到PWM發(fā)生器TL494的誤差比較口，與設定的反饋比較電壓Vl進行比較，進而實現(xiàn)對PWM的反饋控制。
其中R39的阻值和反饋比較電壓Vl的大小是根據(jù)電磁閥的工作電流倒推計算得到的。已知MAX4172的輸出與輸入的比例系數(shù)Gm=10mA/V，設定檢測電阻Rs=10mW，電磁閥保持電流期望值為10A。經(jīng)計算V1為1.5V。
從2的電磁閥電流波形可以看到在設定反饋比較電壓V1 =1.5V的參數(shù)下，電流檢測反饋控制后的電磁閥保持電流穩(wěn)定在10A左右。
結(jié)語
電容儲能式電磁閥驅(qū)動電路具有以下特點。
1. 特別適用于如轉(zhuǎn)子機中引燃和主噴兩個噴油脈寬時序上可能重疊的情況。可確保電磁閥開啟高壓的穩(wěn)定；
2．電容放電模式更符合電磁閥的電流響應特點。有利于保護電磁閥并降低功耗；
3．無需產(chǎn)生開啟脈寬。只需單片機給出噴油脈寬即可工作，簡化了驅(qū)動電路；
4．電路采用高端電流檢測反饋控制的PWM輸出。與低端設置采樣電阻的電流檢測方法相比，不僅能精確控制電磁閥保持電流，解決了電流檢測時電磁閥續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)的問題，而且提供了高端部分的短路保護。
通過在發(fā)動機電控系統(tǒng)中應用這種新型驅(qū)動電路，已初步實現(xiàn)了轉(zhuǎn)子機的穩(wěn)定運轉(zhuǎn)。
以上就是全部的電容儲能式高速電磁閥驅(qū)動電路的研制內(nèi)容。
